第 51 卷 第 18 期 電力系統(tǒng)保護與控制 Vol.51 No.18

2023 年 9 月16 日 Power System Protection and Control Sept. 16, 2023

DOI: 10.19783/j.cnki.pspc.230272

抑制間接矩陣變換器共模電壓的調(diào)制策略

馬星河 1,2，康志鵬 1

，趙軍營 1

，潘 玥 1

(1.河南理工大學電氣工程與自動化學院，河南 焦作 454003；

2.河南省煤礦裝備智能檢測與控制重點實驗室，河南 焦作 454003)

摘要：間接矩陣變換器在運行過程中會產(chǎn)生較大的共模電壓，對電機系統(tǒng)造成嚴重的電磁干擾，影響系統(tǒng)正常運

行。針對這一問題，提出一種新的空間矢量調(diào)制策略降低共模電壓大小，改善輸出電壓性能。首先，將整流級空

間矢量重新劃分區(qū)域，根據(jù)參考電流矢量所在區(qū)域選擇 3 個相鄰的有效電流矢量，將有效矢量下的平均直流母線

電壓維持在一個恒定值，保證整流級的最大輸出電壓。其次，逆變級采用無零矢量調(diào)制策略，通過使用 3 個有效

電壓矢量合成所需要的輸出電壓，將共模電壓峰值抑制到輸入相電壓幅值的 57.7%。與傳統(tǒng)調(diào)制策略相比，提出

的調(diào)制策略不僅可以減輕系統(tǒng)計算負擔，還可以減少系統(tǒng)輸入輸出諧波，改善輸入輸出波形質(zhì)量。最后，通過

Matlab/Simulink 和實驗平臺搭建相應模型，仿真和實驗結(jié)果驗證了所提出策略的有效性。

關鍵詞：間接矩陣變換器；共模電壓；空間矢量調(diào)制；整流級；參考電壓

Modulation strategy for suppressing the common-mode voltage of an indirect matrix converter

MA Xinghe1, 2, KANG Zhipeng1

, ZHAO Junying1

, PAN Yue1

(1. School of Electrical Engineering and Automation, Henan Polytechnic University, Jiaozuo 454003, China;

2. Henan Key Laboratory of Intelligent Detection and Control of Coal Mine Equipment, Jiaozuo 454003, China)

Abstract: An indirect matrix converter will generate a large common mode voltage during operation, causing serious

electromagnetic interference to the motor system and affecting the normal operation of the system. To address this issue, a

new space vector modulation strategy is proposed to reduce the size of the common mode voltage and improve output

voltage performance. First, the space vector of the rectifier stage is re-divided into regions, and three adjacent effective

current vectors are selected based on the region where the reference current vector is located. The average DC bus voltage

under the effective vector is maintained at a constant value to ensure the maximum output voltage of the rectifier stage.

Second, the inverter stage adopts a ‘no zero vector’ modulation strategy, which suppresses the common mode voltage

peak to 0.577 times the input phase voltage amplitude by synthesizing the required output voltage using three effective

voltage vectors. Compared with traditional modulation strategies, the proposed modulation strategy not only reduces the

computational burden of the system, but also reduces input and output harmonics, improving the quality of input and

output waveforms. Finally, a corresponding model is built using Matlab/Simulink and an experimental platform, and the

effectiveness of the proposed strategy is verified through simulation and experiment.

This work is supported by the National Natural Science Foundation of China (No. U1404522).

Key words: indirect matrix converter; common mode voltage; space vector modulation; rectifier side; reference voltage

0 引言

矩陣變換器(matrix converter, MC)被譽為“綠

色變頻器”，其具有正弦輸入/輸出電流波形、能量

雙向流動和輸入功率因數(shù)可調(diào)等優(yōu)點[1-5]。MC 根據(jù)

基金項目：國家自然科學基金項目資助(U1404522)

拓撲結(jié)構(gòu)可分為直接矩陣變換器(direct matrix

converter, DMC)和間接矩陣變換器(indirect matrix

converter, IMC)。相對于直接矩陣變換器，間接矩陣

變換器所需功率開關少，調(diào)制策略更加簡單，換流

方便，因而受到研究人員的廣泛關注[6-8]。

IMC 作為新型交?交型變換器，可以準確有效

地控制交流電機，在風力發(fā)電和驅(qū)動電機等領域

- 2 - 電力系統(tǒng)保護與控制

具有廣泛的應用前景[9-10]。然而，IMC 運行時，在

負載中性點和電源接地點之間會產(chǎn)生共模電壓

(common-mode voltage, CMV)。共模電壓會導致電

機繞組故障和軸承損壞[11]。因此，如何降低 IMC

中的共模電壓顯得至關重要。

在以往的研究中，主要有兩種降低共模電壓大

小的解決方案。第一種解決方案主要是通過無源濾

波器降低共模電壓，但是該方法不僅增大了系統(tǒng)的

體積，還增加了系統(tǒng)成本。第二種解決方案是使用

適當?shù)恼{(diào)制策略降低共模電壓。在調(diào)制方法中，使

用零矢量會產(chǎn)生較大的共模電壓，因此，避免使用

零矢量成為降低 CMV 大小的關鍵[12-13]。文獻[14]

提出使用兩個方向相反的有效矢量代替零矢量，并

使用另外兩個有效矢量產(chǎn)生參考輸出電壓。將共模

電壓降低到原來的 57.7%，但是該調(diào)制策略會產(chǎn)生

額外的開關損耗，輸出電流質(zhì)量也會受到影響。文

獻[15]通過劃分低電壓和高電壓傳輸比范圍來降

低 CMV。文獻[16]提出在整流級調(diào)制中，通過正確

放置零矢量來降低 CMV 峰值。文獻[17]提出在整流

級選擇合適零矢量、在逆變級替換零矢量的調(diào)制策

略降低 CMV。此外模型預測控制[18-20]也可用于降

低 CMV。

本文提出一種簡化的空間矢量調(diào)制(space

vector modulation, SVM)策略來降低共模電壓。與傳

統(tǒng)調(diào)制策略中選擇兩個有效電流矢量和零矢量合成

參考電流矢量不同，提出的 SVM 策略中整流級選

擇 3 個有效電流矢量合成期望的參考電流矢量。3

個線電壓形成的平均直流母線電壓為一個恒定值，

可以提高電壓輸出性能。逆變級選擇 3 個接近參考

矢量的有效電壓矢量來合成所需的輸出電壓，可以

有效地降低共模電壓大小。最后通過搭建仿真和實

驗平臺驗證了所提出策略的有效性。

1 傳統(tǒng)空間矢量調(diào)制

間接矩陣變換器拓撲結(jié)構(gòu)如圖 1 所示，它由整

流級和逆變級組成。整流級由 6 個雙向開關組成，

逆變級為電壓源型逆變器。

假設三相輸入電壓為

a i

b im i

c i

cos( )

cos( 2π / 3)

cos( 2π / 3)

u

u U

u

?

?

?

? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?

(1)

式中： a u 、 b u 、 c u 為三相輸入電壓；Uim 、?i 分別

為輸入相電壓的幅值和角頻率。

輸入電流、電壓空間矢量定義為

i

i

j2 /3 j4 /3 j

i a b c im

j2 /3 j4 /3 j

i a b c im

2 ( e e) e

3

2 ( e e) e

3

ii i I

uu u U

?

?

? ?

? ?

? ?? ? ? ??

?

? ?? ? ? ??

I

U

(2)

式中： i I 為輸入電流空間矢量；Ui 為輸入電壓空間

矢量； a

i 、 b

i 、 c

i 為三相輸入電流； imI 、?i 分別為

輸入相電流的幅值和相位角。

圖 1 間接矩陣變換器拓撲結(jié)構(gòu)

Fig. 1 Topological structure of indirect matrix converter

傳統(tǒng)整流級空間矢量圖如圖 2 所示，整流級空

間矢量圖由 6 個有效電流矢量和 3 個零電流矢量組

成。圖 2 中 1—6 表示扇區(qū)編號， ac I 、 bc I 、 ba I 、 ca I 、

cb I 、 ab I 為有效電流矢量， aa I 、 bb I 、 cc I 為零矢量。

圖 2 傳統(tǒng)整流級空間矢量圖

Fig. 2 Space vector diagram of conventional rectification side

傳統(tǒng)的整流級調(diào)制策略是利用兩個有效電流矢

量和零電流矢量合成期望的參考電流矢量 ref I 。如

圖 3 所示，假設參考電流矢量位于第一扇區(qū)

( c ?6/π 6/π ≤ ≤? )，選擇兩個最近的有效電流矢量

ac I 、 ab I 和一個零電流矢量 0 I 合成參考電流矢量

ref I ，可表示為

ref ac ac ab ab i0 0 I III ??? ddd (3)

ab i c

ac i c

i0 ab ac

sin(π/3 )

sin

1

d m

d m

d dd

?

?

? ? ? ?

? ?

?

? ?? ?

(4)

馬星河，等 抑制間接矩陣變換器共模電壓的調(diào)制策略 - 3 -

i im dc m II ? / (5)

式中： ab d 、 ac d 、 i0 d 分別為矢量 ab I 、 ac I 、 0 I 的占

空比；?c 為矢量 ab I 和 ref I 之間的夾角；mi 為整流級

調(diào)制系數(shù)； dc I 為直流母線電流。

圖 3 扇區(qū) 1 合成參考電流矢量

Fig. 3 Synthetic reference current vector of sector 1

在整流級調(diào)制過程中，零矢量的參與會導致電

壓利用率下降，因此在實際應用中通常只采用兩個

有效電流矢量參與調(diào)制，因此，重新修正參與調(diào)制

的有效矢量占空比，其修正公式為

ab b

ab

ab ac a

ac c

ac

ab ac a

d u d

dd u

d u d

dd u

? ? ? ? ? ?

? ? ? ? ? ? ? ? ?

? ?

(6)

式中： ab d? 、 ac d? 分別為修正后的電流矢量 ab I 、 ac I 的

占空比； a u 、 b u 、 c u 分別為 a、b、c 三相的輸入電

壓。修正后的直流母線電壓 dc u 為

im

dc ab a b ac a c

c

3 ( )( ) 2cos

U u du u du u

?

? ?? ?? ? ? (7)

逆變級輸出電壓空間矢量公式為

v j2 /3 j4 /3 j

o AB C o

2 ( e e) e

3

uu u U ? ? ? U ?? ? ? (8)

式中：Uo 為輸出電壓矢量；Uo 為輸出電壓幅值；? v

為U1 和Uref 之間的夾角； A u 、 B u 、 C u 分別為 A、

B、C 三相的輸出電壓。

傳統(tǒng)逆變級空間矢量圖如圖 4 所示。逆變級的

空間矢量圖由6個有效電壓矢量(U U 1 6 — )和兩個零

電壓矢量(U0 、U7 )組成。扇區(qū) 1 合成參考電壓矢

量如圖 5 所示，假設參考電壓矢量位于第一扇區(qū)

( v 0 3/π ≤ ≤? )，選擇兩個最近的有效電壓矢量U1 、

U2 和零電壓矢量 0 7 U U( ) 合成參考電壓矢量Uref ，

其表達式為

ref m 1 n 2 u0 0 7 U U U UU ??? ddd ( ) (9)

m vv

nv v

u0 n m

3 sin

3 sin(π / 3 )

1

d m

d m

d dd

?

?

? ? ?

?

? ? ?

?

? ?? ? ?

(10)

v o dc m uu ? / (11)

式中： m d 、 n d 、 u0 d 分別為矢量U1 、U2 、 0 7 U U( )

的占空比；mv 為逆變級調(diào)制系數(shù)； o u 為輸出電壓。

圖 4 傳統(tǒng)逆變級空間矢量圖

Fig. 4 Space vector diagram of conventional inverter side

圖 5 扇區(qū) 1 合成參考電壓矢量

Fig. 5 Synthetic reference voltage vector of sector 1

綜合整流和逆變部分，合成后占空比 1 d — 8 d 可

分別表示為

1 ab u0

2 ab m

3 ab n

4 ab u0

5 ac u0

6 ac n

7 ac m

8 ac u0

/2

/2

/2

/2

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

? ? ?

?

? ? ?

? ? ? ?

? ? ? ?

? ? ? ?

? ? ? ?

? ? ? ?

? ? ? ?

(12)

以整流級參考輸入電流矢量和逆變級參考輸出

電壓矢量均位于第一扇區(qū)為例，一個開關周期內(nèi)整

流級和逆變級矢量排布如圖 6 所示。

- 4 - 電力系統(tǒng)保護與控制

圖 6 整流級和逆變級矢量排布

Fig. 6 Rectifier stage and inverter stage vector layout

2 間接矩陣變換器的共模電壓分析

三相系統(tǒng)中的共模電壓定義為電機中性點(N)

與電源接地點(O)之間的電壓差，表達式為

A

A cm A

B

B cm B

C

C cm C

d

d

d

d

d

d

i u u Ri L

t

i u u Ri L

t

i u u Ri L

t

? ?? ? ?

?

?

? ???

?

?

??? ?

?

(13)

式中： A

i 、 B

i 、 C

i 為三相輸出電流； R 和 L 分別為

負載電阻和負載電感； cm u 為共模電壓。

IMC 產(chǎn)生的共模電壓如圖 7 所示。共模電壓作

用于電機上，電機的定子繞組與接地機器外殼間的

耦合電容會在共模電壓下產(chǎn)生漏電流，漏電流將通

過接地導體流回電網(wǎng)，嚴重影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

圖 7 IMC 產(chǎn)生的共模電壓

Fig. 7 Common mode voltage generated by IMC

在平衡的三相負載下，輸出電流之和為零，即

ABC iii ??? 0 。因此，共模電壓為

ABC

cm 3

uuu

u

? ? ? (14)

im

cm,max

im

U / 3 U

U

?? ? ?

??

(15)

當選擇有效電壓矢量U1 —U6 時，共模電壓最

大值為 im U / 3 ，當選擇零矢量U0 、U7 時，共模電

壓最大值為Uim ，因此，僅使用有效電壓矢量合成

參考輸出電壓，可以有效地抑制共模電壓的大小。

3 改進的空間矢量調(diào)制

3.1 整流級調(diào)制策略

傳統(tǒng)的整流級通常選擇兩個最近有效矢量合成

參考輸入電流矢量，該方法可以為逆變級提供最大

的直流母線電壓，但是由于沒有使用零矢量，導致

電壓輸出性能不理想[21-22]。

與傳統(tǒng)的空間矢量調(diào)制采用兩個有效矢量和一

個零矢量形成參考電流的方法不同，提出的 SVM

策略利用 3 個相鄰的有效矢量來合成參考電流，在

保證輸入最大直流母線電壓的同時，輸出電壓性能

沒有受到影響。整流級調(diào)制產(chǎn)生一個由線電壓組成

的瞬時直流母線電壓，波形如圖 8 所示。

圖 8 瞬時直流母線電壓波形

Fig. 8 Instantaneous DC-link voltage waveform

圖 9 為所提出的整流級調(diào)制策略空間矢量圖，

整流級扇區(qū)分布及直流母線電壓如表 1 所示。通過

使用 3 個相鄰的電流矢量來合成參考輸入電流。假

設參考輸入電流矢量位于扇區(qū) 1( 0 π/3 ≤ ≤? )，選

擇 3 個有效電流矢量 ab I 、 ac I 、 bc I 合成參考輸入電

流矢量 ref I 。計算公式為

ref ab ab ac ac bc bc

ab ac bc 1

ddd

ddd

? ??? ?

? ???

I III

(16)

ab i

ac i

bc i

1 sin( /6)

3 cos( /6) 1

1 cos

d m

d m

d m

?

?

?

? ? ? ??

?

? ? ?? ?

? ? ? ?

(17)

直流母線電壓為

dc ab ab ac ac bc bc i im

3

2

u d u d u d u mU ??? ? (18)

式中： bc d 為電流矢量 bc I 的占空比；?為 ref I 與扇區(qū)

邊界的夾角； ab u 、 ac u 、 bc u 為 ab、ac、bc 相的線

電壓。

馬星河，等 抑制間接矩陣變換器共模電壓的調(diào)制策略 - 5 -

圖 9 整流級空間矢量圖

Fig. 9 Space vector diagram of rectifier side

表 1 整流級扇區(qū)分布及直流母線電壓

Table 1 Rectifier side sector distribution and DC-link voltage

扇區(qū) 角度 ωt 直流母線電壓

1 0~π/3 ab u ac u bc u

2 π/3~2π/3 ac u bc u ba u

3 2π/3~π bc u ba u ca u

4 π~4π/3 ba u ca u cb u

5 4π/3~5π/3 ca u cb u ab u

6 5π/3~2π cb u ab u ac u

3.2 逆變級調(diào)制策略

由式(15)可得，當輸出電壓僅由有效電壓矢量

U1 —U6 組成時，共模電壓值最小，占輸入相電壓

幅值的 57.7%，由于傳統(tǒng)調(diào)制策略選擇兩個有效矢

量和兩個零矢量，因此不能降低共模電壓。

為了減少間接矩陣變換器的共模電壓，在逆變

級采用無零矢量控制策略，無零矢量調(diào)制方法中，

近態(tài)脈沖寬度調(diào)制(near-state pulse width modulation,

NSPWM)策略輸出電壓的總諧波畸變率(total harmonic

distortion, THD)較小，具有較低的開關損耗，因此

逆變級選用此調(diào)制策略。NSPWM 策略利用 3 個最

接近參考矢量的非零矢量來合成所需的輸出電壓。圖

10 為所提出的逆變級調(diào)制策略空間矢量圖。

圖 10 逆變級空間矢量圖

Fig. 10 Space vector diagram of inverter side

假設參考輸出電壓位于扇區(qū) 1，相位角 β 取值

范圍為 ?π / 6 π/6 ≤ ≤ ，選擇 ? 3 個有效電壓矢量

U1 、U2 和U6 合成參考電壓矢量Uref ，其表達式為

ref 1 1 2 2 6 6 U UUU ?? ? dd d (19)

1 v

2 61

6v v

3 cos 1

1

3 3 1 cos sin

2 2

d m

d dd

dm m

?

? ?

? ? ?

?

? ?? ? ?

? ?? ? ??

(20)

式中： 1 d 、 2 d 、 6 d 分別為電壓矢量U1 、U2 、U6 的

占空比；??為Uref 與有效電壓矢量之間的夾角。

綜合整流和逆變部分，合成后占空比可分別表

示為

6ab 6 ab

1ab 1 ab

2ab 2 ab

6ac 6 ac

1ac 1 ac

2ac 2 ac

6bc 6 bc

1bc 1 bc

2bc 2 bc

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

d dd

? ?

? ? ?

? ?

? ? ??

? ?

? ? ?

? ?

? ? ?

?? ?

(21)

以整流級參考輸入電流矢量和逆變級參考輸出

電壓矢量均位于扇區(qū) 1 為例，一個開關周期內(nèi)整流

級和逆變級矢量排布如圖 11 所示。

圖 11 整流級和逆變級矢量排布

Fig. 11 Rectifier stage and inverter stage vector layout

4 仿真與實驗

4.1 仿真分析

為了驗證所提出策略的有效性，使用 Matlab/

Simulink 仿真平臺進行仿真驗證，仿真參數(shù)如表 2

所示。

圖 12 為傳統(tǒng)調(diào)制策略下共模電壓仿真波形，由

于使用零矢量，傳統(tǒng)調(diào)制策略不能降低共模電壓。

共模電壓峰值與輸入相電壓峰值相同，約為 80 V。

圖 13—圖 15 為傳統(tǒng) SVM 下電壓、電流輸入/輸出

波形，可以看出，電壓/電流保持正弦，輸入電壓、

電流同相位。

- 6 - 電力系統(tǒng)保護與控制

表 2 仿真參數(shù)

Table 2 Simulation parameters

參數(shù) 數(shù)值

輸入相電壓幅值 im U /V 80

濾波電感 f L /mH 1.5

濾波電容 f C / F? 40

阻尼電阻 f R /? 10

負載電感 L L /mH 20

負載電阻 L R /? 10

輸入頻率 i f /Hz 50

輸出頻率 of /Hz 40

采樣頻率 sf /kHz 10

電壓傳輸比 m 0.7

圖 12 傳統(tǒng) SVM 共模電壓 ucm仿真波形

Fig. 12 Simulation waveform of conventional SVM of

common mode voltage ucm

圖 13 傳統(tǒng) SVM 輸入電壓電流 ua、ia仿真波形

Fig. 13 Simulation waveform of input voltage ua and

current ia of conventional SVM

圖 14 傳統(tǒng) SVM 輸出三相電流仿真波形

Fig. 14 Simulation waveform of output three-phase

current of conventional SVM

圖 15 傳統(tǒng) SVM 輸出線電壓 uAB仿真波形

Fig. 15 Simulation waveform of output line voltage

uAB of conventional SVM

圖 16 為改進 SVM 策略共模電壓仿真波形圖。

從圖 16 中可以明顯地看出，共模電壓峰值下降到原

來的 57.7%，約為 46 V。圖 17—圖 19 為改進 SVM

策略的電壓電流輸入/輸出波形的仿真結(jié)果，可以看

出輸入和輸出波形的質(zhì)量良好。

圖 16 改進 SVM 共模電壓 ucm仿真波形

Fig. 16 Simulation waveform of common mode voltage

ucm of improved SVM

圖 17 改進 SVM 輸入電壓電流 ua、ia仿真波形

Fig. 17 Simulation waveform of input voltage ua and

current ia of improved SVM

圖 18 改進 SVM 輸出三相電流仿真波形

Fig. 18 Simulation waveform of output three-phase

current of improved SVM

馬星河，等 抑制間接矩陣變換器共模電壓的調(diào)制策略 - 7 -

圖 19 改進 SVM 輸出線電壓 uAB仿真波形

Fig. 19 Simulation waveform of output line voltage

uAB of improved SVM

圖 20 為改進 SVM 策略和傳統(tǒng) SVM 策略的運

行時間對比。從圖 20 可以看出，改進 SVM 策略程

序運行時間比傳統(tǒng)SVM運行運行時間減少了11.46%，

減小了系統(tǒng)的計算負擔。

圖 20 改進 SVM 和傳統(tǒng) SVM 運行時間對比

Fig. 20 Comparison of runtime between improved

SVM and conventional SVM

為了分析所提策略的輸入輸出性能，對改進

SVM 和傳統(tǒng) SVM 兩種調(diào)制策略的輸入輸出性能進

行對比。如圖 21 展示了 IMC 系統(tǒng)在不同電壓傳輸

比下，改進 SVM 與傳統(tǒng) SVM 的輸入輸出電流 THD

的對比。從圖 21(a)可以看出，隨著電壓傳輸比增加，

輸出電流的 THD 逐漸降低，當電壓傳輸比為 0.866

時，兩種調(diào)制策略的輸出電流 THD 最小，輸出效

果最好。從圖 21(b)可以看出，當電壓傳輸比為 0.1~

0.866 時，改進 SVM 的輸入電流 THD 比傳統(tǒng) SVM

的輸入電流 THD 要低。綜上所述，改進 SVM 策略

的輸入和輸出電流 THD 比傳統(tǒng) SVM 策略 THD 低。

因此，改進 SVM 策略可以提高系統(tǒng)的輸入輸出性能。

進一步分析系統(tǒng)輸入輸出性能，將改進的 SVM

策略與 CMV-SVM 策略的輸出電流和輸出線電壓

THD 進行對比，如圖 22 所示?？梢钥闯龈倪M SVM

策略 THD 小于其他 CMV-SVM 策略。圖 22(a)為各

圖 21 改進 SVM 和傳統(tǒng) SVM 輸入輸出性能對比

Fig. 21 Comparison of input and output performance

between improved SVM and conventional SVM

- 8 - 電力系統(tǒng)保護與控制

圖 22 改進 SVM 和其他 SVM 輸出性能對比

Fig. 22 Comparison of output performance between

improved SVM and other SVM

調(diào)制策略輸出線電壓 THD 的比較結(jié)果，隨著電壓

傳輸比的增加，所有策略的 THD 均有所下降。與

其他策略相比，改進 SVM 策略可有效降低輸出線

電壓的諧波含量。圖 22(b)為各調(diào)制策略輸出電流

THD 的比較結(jié)果。從圖 22(b)可以看出，改進 SVM

策略輸出電流 THD 比文獻[23-24]中輸出電流 THD

低。文獻[23-24]中的輸出電流 THD 略高于傳統(tǒng)調(diào)

制策略。

4.2 實驗分析

為了驗證本文所提調(diào)制策略的可行性，搭建以

DSP + FPGA 為主控制器的 IMC 實驗平臺，如圖 23

所示。對提出的 SVM 策略與傳統(tǒng) SVM 策略進行實驗

對比。實驗參數(shù)如下：輸入電壓為 80 V，開關頻率為

10 kHz，輸入濾波器 f L ?1.5 mH ， f C ? ? 40 F，負

載參數(shù) L L ? 20 mH ， L R ? ? 10 ，輸出頻率為 40 Hz。

圖 23 IMC 實驗平臺

Fig. 23 Experiment platform of IMC

圖 24—圖 27 為傳統(tǒng) SVM 策略的實驗波形，依

次分別為共模電壓實驗波形、輸入電壓電流實驗波

形、三相輸出電流實驗波形以及輸出線電壓的實驗

波形。圖 24 中傳統(tǒng) SVM 策略共模電壓峰值為 80 V，

與仿真結(jié)果相同。

圖 24 傳統(tǒng) SVM 共模電壓 ucm實驗波形

Fig. 24 Experimental waveform of common mode voltage

ucm of conventional SVM

圖 25 傳統(tǒng) SVM 輸入電壓電流 ua、ia實驗波形

Fig. 25 Experimental waveform of input voltage ua and

current ia of conventional SVM

圖 26 傳統(tǒng) SVM 輸出三相電流實驗波形

Fig. 26 Experimental waveform of output three-phase

current of conventional SVM

圖 27 傳統(tǒng) SVM 輸出線電壓 uAB實驗波形

Fig. 27 Experimental waveform of output line voltage

uAB of conventional SVM

馬星河，等 抑制間接矩陣變換器共模電壓的調(diào)制策略 - 9 -

圖 28—圖 31 為改進 SVM 策略的實驗波形。圖

28 為改進 SVM 調(diào)制策略共模電壓波形，從圖中可

以看出共模電壓峰值約為 46 V，與傳統(tǒng) SVM 策略

相比，共模電壓降低了 42.3%。圖 29—圖 31 為改

進 SVM 策略輸入/輸出的實驗波形，可以看出輸入/

圖 28 改進 SVM 共模電壓 ucm實驗波形

Fig. 28 Experimental waveform of common mode

voltage ucm of improved SVM

圖 29 改進 SVM 輸入電壓電流 ua、ia實驗波形

Fig. 29 Experimental waveform of input voltage ua and

current ia of improved SVM

圖 30 改進 SVM 三相輸出電流實驗波形

Fig. 30 Experimental waveform of output three-phase

current of improved SVM

圖 31 改進 SVM 輸出線電壓 uAB實驗波形

Fig. 31 Experimental waveform of output line voltage

uAB of improved SVM

輸出波形基本保持正弦，與傳統(tǒng) SVM 策略相比，

諧波有所降低。

從實驗結(jié)果上來看，改進的 SVM 策略可以有

效地降低共模電壓的大小。通過實驗驗證了所提

SVM 策略的可行性。

5 結(jié)論

本文提出了一種不含零矢量的改進空間矢量調(diào)

制策略，整流級使用 3 個有效電流矢量，保持平均

直流母線電壓恒定。逆變級采用無零矢量調(diào)制，使

用 3 個相鄰有效電壓矢量合成輸出電壓。該策略可

以有效地將共模電壓的峰值降低為輸入電壓幅值的

57.7%。與傳統(tǒng)調(diào)制策略相比，所提改進的調(diào)制策

略使程序運行時間減少了 11.46%，優(yōu)化了系統(tǒng)輸入

輸出性能。與其他降低共模電壓的調(diào)制策略相比，

輸出諧波含量明顯降低，在抑制共模電壓的同時，

并未影響系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性。

在 DSP + FPGA 為主控制器的實驗平臺上，對提

出策略進行實驗研究，將得到的實驗結(jié)果與傳統(tǒng)調(diào)

制策略的實驗結(jié)果相比，驗證了所提策略的有效性。

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收稿日期：2023-03-17； 修回日期：2023-06-12

作者簡介：

馬星河(1979—)，男，博士研究生，副教授，研究方向

為新型變頻器；E-mail: maxinghe@hpu.edu.cn

康志鵬(1997—)，男，通信作者，碩士研究生，研究方

向為間接矩陣變換器。E-mail: 1325763727@qq.com

(編輯 許 威)